Fusibile Elettronico
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Link articolo originale: http://www.grix.it/viewer.php?page=9894
Questo progetto nasce durante la realizzazione di un alimentatore da banco per garantire una protezione da corto circuiti e da assorbimenti eccessivi di corrente da parte del carico. Una corrente troppo elevata dovuta ad una cattiva progettazione del circuito alimentato può infatti essere dannosa sia per il circuito stesso e sia per l’alimentatore, e un tempo di intervento rapido è fondamentale: un fusibile o un relè potrebbero non essere sufficientemente rapidi. Ci si rimane male quando un BJT o un MOSFET magari costoso “proteggono” un fusibile! Ma qual protezione progettare? Una protezione a corrente costante, in caso di corto o in caso di superamento della soglia impostata, porta la tensione di uscita ad un valore più basso, in funzione del carico. Una protezione “foldback” è simile e porta rapidamente l’uscita a valori ancora più bassi. Ma se una protezione è intervenuta, magari è opportuno disconnettere completamente il circuito a valle (shutdown) piuttosto che sottoalimentarlo.
Questo quindi è il motivo alla base della realizzazione di questo fusibile elettronico, implementato con questa logica: un operazionale misura la caduta di tensione causata dalla corrente su di una resistenza in serie con il carico. Al superamento di una soglia prefissata, l’interdizione di un MOSFET interromperà il circuito verso il carico.
Esistono due tipologie con questa logica:
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Low-side current sensing, in cui la resistenza posta è sul ramo negativo;
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High-side current sensing, in cui la resistenza è posta sul ramo positivo.
La prima topologia è più semplice, ma la tensione applicata al carico risulta spostata più in alto rispetto alla vera massa; inoltre è più complicato gestire un corto circuito. La seconda è più complessa nella realizzazione ma non ha gli svantaggi della prima. Per queste considerazioni ho scelto la seconda tipologia.
Descrizione
Questo è lo schema di massima del fusibile elettronico:
Da sinistra a destra: l’alimentazione (DZ e RZ), la sezione di sensing (U1, RS, R1, Q1 e R2), un trigger invertente (U2, RF e RR) ed un MOSFET con il suo driver (Q2, RM e Q3). Il funzionamento è abbastanza semplice:
U1 pilota la base di Q1 per mantenere uguali i propri ingressi; di conseguenza le cadute di tensioni ai capi di RS e R1 sono le stesse e la corrente su R1 è proporzionale a quella su RS. Ma la corrente su R1 è la stessa corrente di R2, ai cui capi troviamo quindi una tensione proporzionale alla corrente su RS, ovvero sul carico RL.
Se questa tensione è inferiore alla soglia prefissata del trigger invertente, l’uscita di U2 è alta e porta Q3 in saturazione. Per Q2 questo significa gate a massa e zona ohmica
Appena la tensione su R2 supera la soglia del trigger tutto si ribalta: uscita di U2 bassa, Q3 e Q2 interdetti, grazie anche a RM. Il tutto in qualche decina di microsecondi.
Questa l’idea di base. Nella pratica il circuito si è man mano arricchito, diventando uno zinzino più sofisticato: progettato per essere inserito in un alimentatore da laboratorio, ho voluto/dovuto garantire queste caratteristiche:
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Vcc da 12V a 50V;
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Sensing e controllo sul ramo positivo;
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Consumo inferiore a 25mA;
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Segnalazione e mantenimento dello stato di avvenuto intervento;
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Possibilità di abilitazione/disabilitazione manuale;
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Disabilitazione tramite input esterno (es. tramite un sensore di temperatura);
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Regolazione della soglia di intervento da 50mA a 2.5A;
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Gestione della corrente di spunto dell’utilizzatore (inrush current);
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Tempo di intervento sul corto circuito minore di 50 ms;
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Uso di componenti di facile reperibilità.
Penso che il circuito si presti bene ad essere configurato secondo varie esigenze: una volta descritto nei dettagli, chi vorrà costruirlo deciderà quanto farlo “figo e complicato” o “semplice e funzionale”…
L'alimentazione
La linea da proteggere è a 50V ma può scendere anche a 12V. Primo problema e primo dubbio: è meglio mantenere la stessa massa e ricavare 10 V per alimentare il fusibile o creare una massa flottante che sia sempre 10V al di sotto di Vcc? La prima soluzione è la più immediata, ma porta alcune conseguenze: resistenza di sensing e MOSFET (N-channel) sulla massa comune, cosa che si vorrebbe evitare.
Vada quindi per un’alimentazione a “pipistrello”, con una massa galleggiante a -10V da Vcc ed un TL431 per garantire una buona stabilizzazione:
Ma c’è ancora un problemino: R10 è calcolata per 20mA (1mA per il TL431 ed i restanti per il circuito) a 12V. Alimentando a 50V avrei (50-0.7-10)/82 = 479mA. Decisamente tanti… Da qui la versione finale dalla sezione di alimentazione:
Le resistenze R7 e R8 fanno sì che sull’anodo di U2 ci siano 10V in meno di Vcc, infatti
E questa sarà la massa del fusibile (Floating Gnd).
C4 riduce il ripple residuo in uscita da U2 mentre C3 serve sia come condensatore di filtro e sia per sostenere l’alimentazione al fusibile in caso di corto sull’alimentazione principale. D2 ne impedisce la scarica.
D1 proteggerebbe contro un inversione di polarità di quello che ci sarà a valle ma probabilmente può essere tolto. D3, D4, R9, R10 e Q2 rappresentano un generatore di corrente per garantire un assorbimento fisso pari a:
Quale è il limite inferiore di Vcc? Per agire da generatore di corrente, Q2 deve essere sempre in zona lineare, quindi:
Con Vcc = 50V si ricava Vce = 38.6V e una potenza da dissipare di 818 mW. Q2 può dissipare anche 1W (dal datasheet) ma per non stressarlo troppo è opportuno montare un piccolo dissipatore.
Current Sensing
Questo è il cuore del fusibile elettronico: il sensore di corrente.
Supponendo un’operazionale ideale (V+ = V-), possiamo dire che U1:A pilota Q1 in modo che la tensione ai capi di RS sia uguale a quella su R1. Quindi:
ma la corrente su R1 è la stessa che circola su R2 (a meno della Ib di Q1), quindi:
Per poter funzionare occorre però che l’operazionale lavori con un input pari anche a Vcc e che Vout possa scendere sotto gli 0.7V di Vbe di Q1 per poter polarizzare correttamente la sua base. Ovvero l’operazionale deve essere “rail-to-rail”, come ad esempio un LM6142.
Un più comune ed economico LM358 rispetta i requisiti sull’output (0.03V) ma non quelli sull’input (Vcc-1.5V).
Per assicurare almeno Vcc-2V sugli ingressi occorre pertanto scalare le tensioni presenti su R1 ed RS con due partitori. R2 diventa inoltre un potenziometro per poter regolare la corrente d’intervento:
Ponendo Vs = 7V ed applicando la formula precedente risulta:
-
50 mA come condizione di intervento => R2+R20 = 52200 ohm
-
2.5 A come condizione di intervento => R2+R20 = 1045 ohm
Con R1 = 56 ohm posso considerare R2 = 50 kohm e R20 = 1 kohm. Sempre dalla formula precedente, a seconda del potenziometro R2 avrò quindi una variazione da 51 mA a 2.64 A.
A causa della relazione tra Iload ed R2, la protezione al variare di R2 non è lineare. Per compensare questo effetto è possibile usare un potenziometro logaritmico al posto di R2, R3, R4, R5 ed R6 sono tutte da 33 kohm per portare gli ingressi dell’operazionale a valori intorno a Vcc/2.
E R11? I due partitori dovrebbero essere formati da resistenze identiche. O almeno a due a due da valori uguali, in modo da partizionare nella stessa percentuale i due ingressi. Ma anche l’operazionale dovrebbe essere ideale e non avere nessun offset in uscita, cosa che invece non è
La soluzione che ho adottato prevede R11 da 2,2 kohm per coprire le tolleranze delle quattro resistenze del partitore, selezionate con un multimetro “cinese” con questi valori:
-
R3 = 32100 ohm, R5 = 32100 ohm => R3/R5 = 1;
-
R4 = 33100 ohm, R6 = 32400 ohm => R4/R6 = 1.022.
-
R4 = 33100 ohm, R6 = 32400 ohm => R4/(R6+R11) = 1.022 .. 0.957.
Tarando in maniera opportuna R11 avremo dunque un rapporto tra 0.957 e 1.022 ed una compensazione delle tolleranze delle quattro resistenze e dell’offset di U1:A
Un’ultima nota su questa parte: quando il carico assorbe 2.5A su R1 circola una corrente R1/RS volte più piccola, ovvero di circa 6.7mA. Questa corrente fa parte dell’assorbimento del fusibile ed occorre tenerne conto nel calcolo della parte di alimentazione!
Chi volesse ridurla dovrà aumentare R1 e ovviamente ricalcolare R2 ed R20.
Trigger invertente
Questa sezione rappresenta i
Inizialmente pensavo di usare solo il trigger: applicando l’uscita Vs a V-, al superamento della soglia VTH(HI) il trigger avrebbe cambiato stato, portando la sua soglia a 0. Questo avrebbe portato il MOSFET dello stadio successivo in interdizione riducendo a 0 la corrente sul carico. E Vs sarebbe scesa ad un valore comunque maggiore di 0, garantendo la stabilità del trigger. E invece no!
Il problema è che la soglia VTH(HI) non è davvero 0, ma vale qualche decimo di volt. E Vs si porterebbe ad un valore troppo vicino a questa soglia, rischiando di rispedire il trigger nello stato precedente!
Per questo ho aggiunto Q3, come in un classico flip-flop a BJT: quando l’uscita dell’operazionale è alta, Q3 è in saturazione, la sua Vc è prossima a 0 e su V- troviamo una frazione di Vs data dal partitore R17/R22. Quando l’uscita dell’operazionale è bassa, Q3 è in interdizione, la sua Vc vale circa 2V (la tensione sul LED) e tramite il partitore R17/R22 sul piedino invertente ritroviamo almeno 1.4V, più che sufficienti a mantenere il trigger nel suo stato.
Riassumendo abbiamo (Millman):
Eguagliando e risolvendo per Vs:
Scegliendo R12=100 kohm, R13=33 khom, R17=39 kohm e R22=100 kohm, e con Vc=0.3V e V+SAT=8.8V, la soglia VTH(HI) è 7.01V, in linea con quanto calcolato nello stadio precedente.
Nello schema finale seguente ho aggiunto due pulsanti per forzare i due stati del trigger e relativi LED per segnalare lo stato. Inoltre R18 ed R19 proteggono gli input dell’operazionale, R14 garantisce la polarizzazione di Q3 in saturazione e R15 ed R16 regolano la corrente sui LED (e contribuiscono al consumo generale del circuito).
C5 introduce un ritardo sul piedino non invertente e forza lo stato di disabilitazione all’accensione. U3 permette di forzare lo stato di disabilitazione del circuito tramite un segnale esterno, proveniente da un altro comparatore che segnala magari una temperatura troppo alta di un dissipatore; a causa della massa flottante ho pensato di disaccoppiare il circuito con un fotoaccoppiatore. R21 e C6 permettono che all’abilitazione il fusibile accetti una certa corrente di spunto e meritano un discorso a parte:
Inrush current
Qualsiasi dispositivo elettronico al momento dell’accensione presenta un picco nella corrente assorbita: la corrente di spunto (inrush current). Per questo molti alimentatori prevedono una rampa nella tensione erogata (soft-start) e vari metodi per la limitazione di questa corrente, che può raggiungere anche qualche Ampere in pochi microsecondi.
Questo fusibile elettronico deve essere in grado quindi di gestire questa situazione, permettendo il transito di una corrente più elevata di quella impostata ma per pochi millisecondi. Deve anche impedire che ad una pressione prolungata del tasto di abilitazione corrisponda una abiltazione troppo lunga: se un eventuale corto nel circuito da proteggere non fosse stata eliminato, una abilitazione forzata lunga quanto la pressione del tasto EN renderebbe inutile la protezione e potrebbe portare alla rottura di qualche componente!
Per risolvere questa situazione ho inserito C6 ed R21 (grazie Claudio!). La pressione del tasto EN caricherà il condensatore e permetterà il passaggio di una corrente per qualche millisecondo; questa forzerà V+ ad un valore maggiore di V-, portando alta l’uscita dell’operazionale e abilitando il fusibile. Dopo la completa carica di C6, anche mantenendo premuto il tasto EN non si avrà più passaggio di corrente. Al rilascio di EN, R21 scaricherà C6 per un nuovo ciclo. L’uscita di questo stadio è presa dall’uscita dell’operazionale: quando la corrente assorbita dal circuito protetto dal fusibile sarà inferiore alla soglia, l’uscita sarà alta (LED verde acceso); al superamento della soglia l’uscita sarà bassa (LED rosso acceso).
Mosfet driver
Questa è la sezione in cui il MOSFET lavorerà in zona ohmica o in interdizione, funzionando quindi da interruttore per il carico:
Un ingresso alto, porterà Q4, polarizzato tramite R25 e R23, in saturazione. Quindi il gate di Q5 sarà a circa 0.2V rispetto alla massa locale, ovvero a circa -10V da source. Questo significa zona ohmica e circa 300 mohm per Q5 che quindi lavorerà come un interruttore chiuso.
Un ingresso basso porterà invece Q4 in interdizione. Tramite la resistenza di pull-up R24 il gate di Q5 sarà allo stesso potenziale del source, quindi il MOSFET risulterà interdetto, ovvero agirà come un interruttore aperto.
I valori di R26 e di R24 stabiliscono la velocità di carica e scarica delle capacità parassite interne al MOSFET e regolano quindi la velocità di accensione e spegnimento dello stesso. Lo zener D8 protegge invece Q5 da differenze di potenziale su Vgs troppo elevate, che per questo MOSFET non possono eccedere i 20V.
Per ultimo, D7 protegge il MOSFET da correnti inverse nel caso in cui il carico sia induttivo.
Nel caso peggiore (2.5A) il MOSFET dissiperà poco più di 1.8W. E’ quindi opportuno munirlo di un piccolo dissipatore.
Realizzazione: schema completo
Ecco lo schema completo:
e l’elenco dei componenti (tutte le resistenze sono da 1/4W tranne RS):
RS 150 mohm 2W
R1 56 ohm
R2 50 kohm
R3,R4,R5,R13 33 kohm
R6 33 kohm
R7,R18 10 kohm
R8 3.3 kohm
R9,R25 15 kohm
R10 33 ohm
R11 100 ohm
R12,R22 100 kohm
R14,R23 47 kohm
R15,R16 2.2 kohm
R17 39 kohm
R19,R20,R26 1 kohm
R21 4.7 Mohm
R24 22 kohm
C1,C2 100 nF
C3 68 uF 63V
C4 1 uF 16V
C5 220 pF
C6 33 nF
U1 LM358
U2 TL431
U3 PC123
Q1,Q3,Q4 BC547
Q2 BD437
Q5 IRF9530
D1,D2,D7 1N4007
D3,D4 1N4148
D5 LED-GREEN
D6 LED-RED
D8 1N4734A
DIS,EN PULSANTI
Realizzazione: basetta sperimentale e PCB
ecco come dovrebbe venire:
ed ecco come è venuta:
Taratura
Per la taratura ho utilizzato un carico elettronico a MOSFET (già visto su GRIX) ed un alimentatore in fase di costruzione, ponendo il fusibile tra il condensatore di livellamento ed il “solito” LM317:
All’accensione del fusibile il led rosso indicherà il suo stato di disabilitazione. Dopo aver verificato ai capi di D1 la presenza dei 10V di alimentazione, possiamo effettuare la taratura del trimmer R11 da cui dipende il bilanciamento dell’ingresso di U1:1.
A carico sconnesso, portiamo R2 al suo massimo valore (posizione di minima corrente), abilitiamo l’output tramite il pulsante EN e leggiamo la tensione Vs sull’emettitore di Q1 rispetto alla Floating Gnd; regoliamo R11 in modo da leggere 0V. Se nella regolazione superassimo i 7V della soglia il fusibile si disabiliterebbe e dovremmo ripetere la procedura. Ora colleghiamo un carico che assorba il minimo della corrente (50mA) e variamo molto lentamente R11 in modo da veder crescere Vs. Appena questa raggiungerà la soglia dei 7V il fusibile si disabiliterà ed R11 sarà stato tarato. Per verifica portiamo ora R2 a 0 (massima corrente) e riabilitiamo il fusibile. Colleghiamo un carico che ci permetta di raggiungere progressivamente il massimo (2.5A). Al crescere dell’assorbimento vedremo Vs crescere di pari passo e raggiungere i 7V in corrispondenza di un assorbimento di circa 2.5A. Al superamento della soglia dei 7V (e della corrente di 2.5A) il fusibile, ormai correttamente tarato, si disabiliterà.
Misure e verifiche
Le verifiche che ho effettuato per assicurarmi del corretto funzionamento sono:
Alimentazione.
Ai capi di D1 devono essere presenti 10V in qualsiasi condizione (Vcc da 12 a 50V e corrente controllata da 50mA a 2.5A). Ai capi di R10 una misura di 780mV ci dice che l’assorbimento effettivo del fusibile è di circa 24mA. Per verificare l’alimentazione ho misurato con Ch1 la differenza di potenziale in ingresso al fusibile (circa 44V) e con Ch2 la differenza di potenziale rispetto alla stessa massa di Floating Gnd. Ho poi abilitato il fusibile con un carico che assorbe circa 2A. Come si vede la Floating Gnd è sempre di 10V inferiore a Vcc.
Uscita Vs del Current Sensing.
Deve valere un valore prossimo allo 0 senza carico e salire fino alla soglia impostata di 7V al crescere della corrente assorbita dal carico. Con un tester su Vs ho misurato 7.3V come soglia effettiva. Al suo superamento si ha lo scatto del flip-flop.
Flip-flop.
A carico sconnesso deve rispondere alla pressione dei pulsanti e connettere o disconnettere il carico.
Protezione alla riabilitazione.
Con un carico connesso che assorbe corrente superiore a quella impostata da R2 alla pressione di EN il fusibile deve rimanere nello stato di disabilitazione. Per provare questa situazione ho messo in corto l’uscita dell’alimentatore ed ho abilitato il fusibile, impostato per max 1A:
Ch2 indica la tensione ai capi di RS e quindi la corrente assorbita (1.8/0.15=12A). Ch1 è posto sul pin invertente di U1:B e mostra l’impulso generato da C6 all pressione di EN. In questa situazione il fusibile prova ad abilitarsi per 3.5ms poi rimane disabilitato. Questo tempo apparentemente lungo è necessario per gestire la corrente di spunto del carico, ma è sicuramente maggiore dei 50 ms.
In caso di corto occorre quindi prestare attenzione alla sua rimozione prima della riabilitazione del fusibile. In ogni caso questo tempo è modificabile diminuendo la capacità di C6. Bruttina è invece l’oscillazione che si ha alla fine. Qualche consiglio?
Inrush Current.
Con un carico connesso che assorbe corrente inferiore a quella impostata da R2, la pressione di EN deve portare alto il pin non invertente di U1:B per max 4 ms. Stessa situazione della precedente ma niente corto e carico impostato per 800 mA:
Resistenza Drain-Sorce del MOSFET.
Da datasheet 300 mohm. Con un assorbimento di 800 mA a 12V la Vds vale –160 mV (Vgs = -9.5 V) che corrisponde ad una Rds di 200 mohm. Portando la corrente a 2A la Vds vale –400 mV (Vgs = -9.3 V) che corrisponde sempre ad una Rds di 200 mohm.
Protezione da Corto Circuito.
In caso di corto circuito il fusibile deve sconnettere il carico entro 50 ms.
Questo è il risultato di un corto circuito: con Ch1 sull’uscita dell’alimentatore regolato a 12V carico regolato per 1A e Ch2 ai capi di RS. Come si vede, l’uscita dell’alimentatore crolla a 0 e contemporaneamente si ha un picco di corrente di 2.7V/0.15ohm = 18A per meno di 50 ms. Questo valore dipende dal tempo di scarica del condesatore parassita sul gate del MOSFET. Per cambiarlo occorre modificare la resistenza di pull-up R24.
Conclusioni
Si lo so, il circuito è un po' complicato, anzi, consigli per semplificarlo sono graditi, ma ho raggiunto comunque i due obbiettivi che mi ero posto:
primo, il fusibile fa il suo lavoro; secondo, mi sono divertito! E questo sicuramente basta! (Grazie Tiziana!)
ciao e all prossima!
#ifndef
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